विडलर विद्युत धारा स्रोत

विडलर से आरेख %2526u%3D%25252Fnetahtml%25252FPTO%25252Fsearch-bool.html%2526r%3D16%2526f%3DG%2526l%3D50%2526co1%3DAND%2526d%3DPALL%2526s1%3DWidlar.INNM.%2526OS%3DIN %2Fविडलर%2526RS% 3DIN%2FWidlar&PageNum=&Rtype=&SectionNum=&idkey=NONE&Input=देखें+प्रथम+पृष्ठ मूल पेटेंट

एक विडलर वर्तमान स्रोत मूल दो-अवरोध वर्तमान दर्पण का संशोधन है जो केवल आउटपुट ट्रांजिस्टर के लिए उत्सर्जक अध: पतन रोकनेवाला को सम्मिलित करता है, जो वर्तमान स्रोत को केवल मध्यम प्रतिरोधक मानों का उपयोग करके कम धाराओं को उत्पन्न करने में सक्षम बनाता है।

विडलर परिपथ का उपयोग द्विध्रुवी ट्रांजिस्टर, एमओएसएफईटी और यहां तक ​​कि शून्यक-नाली के साथ भी किया जा सकता है। उदाहरण अनुप्रयोग 741-प्रकार के ऑप एम्प का परिचालन प्रवर्धक#आंतरिक परिपथ है, और विडलर ने परिपथ को कई बनावट में हिस्से के रूप में इस्तेमाल किया जाता है।

इस परिपथ का नाम इसके आविष्कारक बॉब विडलर के नाम पर रखा गया है और 1967 में इसका पेटेंट कराया गया था।

डीसी विश्लेषण

चित्र 1: बाइपोलर ट्रांजिस्टर का उपयोग करते हुए विडलर करंट स्रोत का एक संस्करण।

चित्रा 1 द्विध्रुवी ट्रांजिस्टर का उपयोग करते हुए विडलर वर्तमान स्रोत का उदाहरण है, जहां उत्सर्जक रोकनेवाला आर₂ आउटपुट ट्रांजिस्टर क्यू से जुड़ा है₂, और क्यू में वाहक को कम करने का प्रभाव है₂ क्यू के सापेक्ष₁. इस सर्किट की कुंजी यह है कि प्रतिरोधक आर के पार वोल्टेज गिरता है₂ ट्रांजिस्टर क्यू के आधारित उत्सर्जन वोल्टेज से घटाता है₂, जिससे इस ट्रांजिस्टर को ट्रांजिस्टर क्यू की तुलना में समाप्त कर दिया जाता है₁. यह अवलोकन चित्र 1 में परिपथ के दोनों ओर पाए जाने वाले आधार वोल्टेज अभिव्यक्ति की बराबरी करके व्यक्त किया गया है:

${\begin{aligned}&V_{B}=V_{BE1}=V_{BE2}+(\beta _{2}+1)I_{B2}R_{2}\\\Rightarrow {}&{\frac {1}{R_{2}}}\left(V_{BE1}-V_{BE2}\right)=(\beta _{2}+1)I_{B2}\ ,\end{aligned}}$

जहां बी₂ आउटपुट ट्रांजिस्टर का बीटा-मान है, जो इनपुट ट्रांजिस्टर के समान नहीं है, आंशिक रूप से क्योंकि दो ट्रांजिस्टर में धाराएं बहुत भिन्न हैं। चर I_B2 आउटपुट ट्रांजिस्टर, V का आधार वाहक है_BE आधारित उत्सर्जन वोल्टेज को संदर्भित करता है। इस समीकरण का अर्थ है (शॉकली डायोड समीकरण का उपयोग करके):

सम। 1

${\begin{aligned}(\beta _{2}+1)I_{B2}&=\left(1+{\frac {1}{\beta _{2}}}\right)I_{C2}={\frac {1}{R_{2}}}\left(V_{BE1}-V_{BE2}\right)\\&={\frac {V_{\text{T}}}{R_{2}}}\left[\ln \left(I_{C1}/I_{S1}\right)-\ln \left(I_{C2}/I_{S2}\right)\right]={\frac {V_{\text{T}}}{R_{2}}}\ln \left({\frac {I_{C1}I_{S2}}{I_{C2}I_{S1}}}\right)\ ,\end{aligned}}$

जहां वी_T बोल्ट्जमान स्थिरांक है # सेमीकंडक्टर भौतिकी में भूमिका: थर्मल वोल्टेज है।

यह समीकरण सन्निकटन करता है कि धाराएँ स्केल धाराओं, I की तुलना में बहुत बड़ी हैं_S1 और मैं_S2; द्विध्रुवी जंक्शन ट्रांजिस्टर # ऑपरेशन के क्षेत्रों के निकट वर्तमान स्तरों को छोड़कर सन्निकटन मान्य है। निम्नलिखित में, स्केल धाराओं को समान माना जाता है; व्यवहार में, इसे विशेष रूप से व्यवस्थित करने की आवश्यकता है।

निर्दिष्ट धाराओं के साथ डिजाइन प्रक्रिया

दर्पण को डिजाइन करने के लिए, आउटपुट करंट को दो प्रतिरोधक मान R से संबंधित होना चाहिए₁ और आर₂. एक बुनियादी अवलोकन यह है कि आउटपुट ट्रांजिस्टर बाइपोलर जंक्शन ट्रांजिस्टर # ऑपरेशन के क्षेत्रों में केवल तभी तक होता है जब तक इसका कलेक्टर-बेस वोल्टेज गैर-शून्य होता है। इस प्रकार, दर्पण के डिजाइन के लिए सबसे सरल पूर्वाग्रह स्थिति लागू वोल्टेज वी सेट करती है_A बेस वोल्टेज वी के बराबर करने के लिए_B. वी का यह न्यूनतम उपयोगी मूल्य_A वर्तमान दर्पण # वर्तमान स्रोत का अनुपालन वोल्टेज कहा जाता है। उस पूर्वाग्रह की स्थिति के साथ, प्रारंभिक प्रभाव डिजाइन में कोई भूमिका नहीं निभाता है। ये विचार निम्नलिखित डिजाइन प्रक्रिया का सुझाव देते हैं:

• वांछित आउटपुट करंट का चयन करें, I_O = मैं_C2.
• संदर्भ वर्तमान का चयन करें, I_R1, आउटपुट करंट से बड़ा माना जाता है, शायद काफी बड़ा (यही सर्किट का उद्देश्य है)।
• क्यू के इनपुट कलेक्टर वर्तमान का निर्धारण करें₁, मैं_C1:

$I_{C1}={\frac {\beta _{1}}{\beta _{1}+1}}\left(I_{R1}-{\frac {I_{C2}}{\beta _{2}}}\right)\ .$

• बेस वोल्टेज वी निर्धारित करें_BE1 डायोड मॉडलिंग#शॉकली डायोड मॉडल का उपयोग करना

$V_{BE1}=V_{\text{T}}\ln \left({\frac {I_{C1}}{I_{S}}}\right)=V_{A}\ .$

जहां मैं_S एक डिवाइस पैरामीटर है जिसे कभी-कभी स्केल करंट कहा जाता है।

बेस वोल्टेज का मान भी अनुपालन वोल्टेज वी सेट करता है_A = वी_BE1. यह वोल्टेज सबसे कम वोल्टेज है जिसके लिए दर्पण ठीक से काम करता है।

• आर निर्धारित करें₁:

$R_{1}={\frac {V_{CC}-V_{A}}{I_{R1}}}\ .$

• {{anchor|R2}उत्सर्जक लेग प्रतिरोध R ज्ञात कीजिए₂ #Eq1|Eq का उपयोग करना। 1 (अव्यवस्था को कम करने के लिए, पैमाने की धाराओं को बराबर चुना जाता है):

$R_{2}={\frac {V_{\text{T}}}{\left(1+{\frac {1}{\beta _{2}}}\right)I_{C2}}}\ln \left({\frac {I_{C1}}{I_{C2}}}\right)\ .$

दिए गए प्रतिरोधक मानों के साथ करंट का पता लगाना

डिज़ाइन की समस्या का व्युत्क्रम वर्तमान का पता लगाना है जब प्रतिरोधक मान ज्ञात होते हैं। आगे एक पुनरावृत्त विधि का वर्णन किया गया है। मान लें कि वर्तमान स्रोत पक्षपाती है इसलिए आउटपुट ट्रांजिस्टर क्यू का कलेक्टर-बेस वोल्टेज₂ शून्य है। आर के माध्यम से वर्तमान₁ इनपुट या संदर्भ वर्तमान के रूप में दिया गया है,

${\begin{aligned}I_{R1}&=I_{C1}+I_{B1}+I_{B2}\\&=I_{C1}+{\frac {I_{C1}}{\beta _{1}}}+{\frac {I_{C2}}{\beta _{2}}}\\&={\frac {1}{R_{1}}}\left(V_{CC}-V_{BE1}\right)\end{aligned}}$

पुनर्व्यवस्थित, आई_C1 के रूप में पाया जाता है:

सम। 2

$I_{C1}={\frac {\beta _{1}}{\beta _{1}+1}}\left({\frac {V_{CC}-V_{BE1}}{R_{1}}}-{\frac {I_{C2}}{\beta _{2}}}\right)$

डायोड समीकरण प्रदान करता है:

{{anchor|Eq3}समीकरण। 3

$V_{BE1}=V_{\text{T}}\ln \left({\frac {I_{C1}}{I_{S1}}}\right)\ .$

1. Eq1|Eq.1 प्रदान करता है:

$I_{C2}={\frac {V_{\text{T}}}{\left(1+{\frac {1}{\beta _{2}}}\right)R_{2}}}\ln \left({\frac {I_{C1}}{I_{C2}}}\right)\ .$

ये तीन संबंध धाराओं के लिए एक गैर-रैखिक, निहित निर्धारण हैं जिन्हें पुनरावृति द्वारा हल किया जा सकता है।

• हम I के लिए शुरुआती मानों का अनुमान लगाते हैं_C1 और मैं_C2.
• हम वी के लिए एक मान पाते हैं_BE1:

  $V_{BE1}=V_{\text{T}}\ln \left({\frac {I_{C1}}{I_{S1}}}\right)\ .$

• हम I के लिए एक नया मान पाते हैं_C1:

  $I_{C1}={\frac {\beta _{1}}{\beta _{1}+1}}\left({\frac {V_{CC}-V_{BE1}}{R_{1}}}-{\frac {I_{C2}}{\beta _{2}}}\right)$

• हम I के लिए एक नया मान पाते हैं_C2:

  $I_{C2}={\frac {V_{\text{T}}}{\left(1+{\frac {1}{\beta _{2}}}\right)R_{2}}}\ln \left({\frac {I_{C1}}{I_{C2}}}\right)\ .$

यह प्रक्रिया अभिसरण के लिए दोहराई जाती है, और एक स्प्रेडशीट में आसानी से स्थापित की जाती है। लघु क्रम में समाधान प्राप्त करने के लिए प्रारंभिक मानों को धारण करने वाली स्प्रेडशीट कोशिकाओं में नए मानों को कॉपी करने के लिए बस एक मैक्रो का उपयोग करता है।

ध्यान दें कि दिखाए गए सर्किट के साथ, यदि V_CC परिवर्तन, आउटपुट करंट बदल जाएगा। इसलिए, V में उतार-चढ़ाव के बावजूद आउटपुट करंट को स्थिर रखने के लिए_CC, प्रतिरोध आर का उपयोग करने के बजाय सर्किट को वर्तमान स्रोत द्वारा संचालित किया जाना चाहिए₁.

सटीक समाधान

उपर्युक्त ट्रान्सेंडैंटल समीकरणों को ठीक लैम्बर्ट डब्ल्यू समारोह के संदर्भ में हल किया जा सकता है।

आउटपुट प्रतिबाधा

चित्रा 2: चित्रा 1 में दिखाए गए विडलर स्रोत के आउटपुट प्रतिरोध को खोजने के लिए लघु-संकेत सर्किट। एक परीक्षण वर्तमान I_x आउटपुट पर लगाया जाता है, और आउटपुट प्रतिरोध तब R होता है_O = वी_x / मैं_x.

वर्तमान स्रोत की एक महत्वपूर्ण संपत्ति इसका छोटा संकेत वृद्धिशील आउटपुट प्रतिबाधा है, जो आदर्श रूप से अनंत होना चाहिए। विडलर सर्किट ट्रांजिस्टर के लिए स्थानीय करंट फीडबैक पेश करता है $\scriptstyle Q_{2}$. क्यू में वर्तमान में कोई वृद्धि₂ आर भर में वोल्टेज ड्रॉप बढ़ाता है₂, वी को कम करना_BE क्यू के लिए₂, जिससे करंट में वृद्धि का मुकाबला किया जा सके। इस प्रतिक्रिया का मतलब है कि सर्किट का आउटपुट प्रतिबाधा बढ़ गया है, क्योंकि प्रतिक्रिया में आर शामिल है₂ किसी दिए गए करंट को चलाने के लिए एक बड़े वोल्टेज का उपयोग करने के लिए मजबूर करता है।

सर्किट के लिए एक छोटे-सिग्नल मॉडल का उपयोग करके आउटपुट प्रतिरोध पाया जाता है, चित्र 2 में दिखाया गया है। ट्रांजिस्टर क्यू₁ इसके छोटे-सिग्नल उत्सर्जक प्रतिरोध आर द्वारा प्रतिस्थापित किया जाता है_E क्योंकि यह डायोड जुड़ा हुआ है। ट्रांजिस्टर Q₂ इसके हाइब्रिड-पाई मॉडल के साथ बदल दिया गया है। एक परीक्षण वर्तमान I_x आउटपुट पर संलग्न है।

आकृति का उपयोग करते हुए, किरचॉफ के नियमों का उपयोग करके आउटपुट प्रतिरोध निर्धारित किया जाता है। किरचॉफ के वोल्टेज कानून का उपयोग जमीन से बाईं ओर आर के जमीन कनेक्शन के लिए₂:

$I_{b}\left[(R_{1}\parallel r_{E})+r_{\pi }\right]+[I_{x}+I_{b}]R_{2}=0\ .$

पुनर्व्यवस्थित:

$I_{b}=-I_{x}{\frac {R_{2}}{(R_{1}\parallel r_{E})+r_{\pi }+R_{2}}}\ .$

आर के ग्राउंड कनेक्शन से किरचॉफ के वोल्टेज कानून का उपयोग करना₂ परीक्षण वर्तमान के आधार पर:

$V_{x}=I_{x}(R_{2}+r_{O})+I_{b}(R_{2}-\beta r_{O})\ ,$

या, I के लिए प्रतिस्थापन_b:

{{anchor|Eq4}समीकरण। 4

$R_{O}={\frac {V_{x}}{I_{x}}}=r_{O}\left[1+{\frac {\beta R_{2}}{(R_{1}\parallel r_{E})+r_{\pi }+R_{2}}}\right]$  $+\ R_{2}\left[{\frac {(R_{1}\parallel r_{E})+r_{\pi }}{(R_{1}\parallel r_{E})+r_{\pi }+R_{2}}}\right]\ .$

1. Eq4|Eq के अनुसार। 4, Widlar करंट सोर्स का आउटपुट रेजिस्टेंस आउटपुट ट्रांजिस्टर के ही ऊपर बढ़ जाता है (जो कि r है_O) जब तक आर₂ r की तुलना में काफी बड़ा है_π आउटपुट ट्रांजिस्टर (बड़े प्रतिरोध आर₂ कारक गुणा आर बनाओ_O मूल्य (β + 1) तक पहुंचें)। आउटपुट ट्रांजिस्टर में कम करंट होता है, जिससे r बनता है_π बड़ा, और आर में वृद्धि₂ इस धारा को और कम करता है, जिससे r में सहसंबद्ध वृद्धि होती है_π. इसलिए, आर का एक लक्ष्य₂ ≫ आर_π अवास्तविक हो सकता है, और आगे की चर्चा प्रदान की जाती है # आउटपुट प्रतिरोध की वर्तमान निर्भरता। प्रतिरोध आर₁∥r_E आमतौर पर छोटा होता है क्योंकि उत्सर्जक प्रतिरोध आर_E आमतौर पर केवल कुछ ओम होते हैं।

आउटपुट प्रतिरोध की वर्तमान निर्भरता

Eq के डिज़ाइन सूत्र का उपयोग करके। आर के लिए 5₂ ;

केंद्र पैनल: प्रतिरोध आर_O2 आउटपुट ट्रांजिस्टर एमिटर लेग में; {{paragraph break}निचला पैनल: आउटपुट प्रतिरोध में योगदान देने वाला फीडबैक कारक। संदर्भ ट्रांजिस्टर क्यू में वर्तमान₁ स्थिर रखा जाता है, जिससे अनुपालन वोल्टेज तय होता है। भूखंड I मानते हैं_C1 = 10 एमए, वी_A = 50 वी, वी_CC = 5 बी, आई_S = 10 एफए, β_{1, 2} = 100 धारा से स्वतंत्र।

प्रतिरोधों की वर्तमान निर्भरता आर_π और आर_O लेख हाइब्रिड-पीआई मॉडल में चर्चा की गई है। प्रतिरोधक मानों की वर्तमान निर्भरता है:

$r_{\pi }={\frac {v_{be}}{i_{b}}}{\Bigg |}_{v_{ce}=0}={\frac {V_{\text{T}}}{I_{\text{B2}}}}=\beta _{2}{\frac {V_{\text{T}}}{I_{\text{C2}}}}\ ,$

और

$r_{O}={\frac {v_{ce}}{i_{c}}}{\Bigg |}_{v_{be}=0}={\frac {V_{A}}{I_{C2}}}$

प्रारंभिक प्रभाव के कारण आउटपुट प्रतिरोध है जब V_CB = 0 वी (डिवाइस पैरामीटर वी_A प्रारंभिक वोल्टेज है)।

इस लेख में #R2 से (सुविधा के लिए स्केल धाराओं को बराबर सेट करना): {{anchor|Eq5}समीकरण। 5

$R_{2}={\frac {V_{\text{T}}}{\left(1+{\frac {1}{\beta _{2}}}\right)I_{C2}}}\ln \left({\frac {I_{C1}}{I_{C2}}}\right)\ .$

नतीजतन, छोटे आर के सामान्य मामले के लिए_E, और R में दूसरे कार्यकाल की उपेक्षा करना_O इस अपेक्षा के साथ कि अग्रणी शब्द जिसमें r शामिल है_O बहुत बड़ा है: {{Anchor|Eq6}समीकरण। 6

${\begin{aligned}R_{O}&\approx r_{O}\left(1+{\frac {\beta _{2}R_{2}}{r_{\pi }+R_{2}}}\right)\\&=r_{O}\left(1+{\frac {\beta _{2}\ln \left({\frac {I_{C1}}{I_{C2}}}\right)}{\beta _{2}+1+\ln \left({\frac {I_{C1}}{I_{C2}}}\right)}}\right)\end{aligned}}$

जहाँ #Eq5|Eq को प्रतिस्थापित करके अंतिम रूप प्राप्त होता है। आर के लिए 5₂. #Eq6|Eq. 6 से पता चलता है कि आउटपुट प्रतिरोध का मान r से बहुत बड़ा है_O केवल I के साथ डिज़ाइन के लिए आउटपुट ट्रांजिस्टर परिणाम_C1 >> मैं_C2. चित्रा 3 दिखाता है कि सर्किट आउटपुट प्रतिरोध आर_O फीडबैक द्वारा इतना अधिक निर्धारित नहीं किया जाता है जितना कि प्रतिरोध r की वर्तमान निर्भरता द्वारा_O आउटपुट ट्रांजिस्टर का (चित्र 3 में आउटपुट प्रतिरोध परिमाण के चार क्रमों में भिन्न होता है, जबकि प्रतिक्रिया कारक केवल परिमाण के एक क्रम से भिन्न होता है)।

आई की वृद्धि_C1 प्रतिक्रिया कारक को बढ़ाने के लिए भी अनुपालन वोल्टेज में वृद्धि हुई है, अच्छी बात नहीं है क्योंकि इसका मतलब है कि वर्तमान स्रोत अधिक प्रतिबंधित वोल्टेज रेंज पर काम करता है। इसलिए, उदाहरण के लिए, अनुपालन वोल्टेज सेट के लक्ष्य के साथ, I पर ऊपरी सीमा रखकर_C1, और आउटपुट प्रतिरोध को पूरा करने के लक्ष्य के साथ, आउटपुट करंट I का अधिकतम मान_C2 सीमित है।

चित्र 3 में केंद्र पैनल एमिटर लेग रेजिस्टेंस और आउटपुट करंट के बीच डिज़ाइन ट्रेड-ऑफ दिखाता है: कम आउटपुट करंट के लिए बड़े लेग रेसिस्टर की आवश्यकता होती है, और इसलिए डिज़ाइन के लिए एक बड़ा क्षेत्र। क्षेत्र पर एक ऊपरी सीमा इसलिए आउटपुट करंट पर एक निचली सीमा और सर्किट आउटपुट प्रतिरोध पर एक ऊपरी सीमा निर्धारित करती है।

1. Eq6|Eq. आर के लिए 6_O R के मान के चयन पर निर्भर करता है₂ #Eq5|Eq के अनुसार। 5. इसका मतलब #Eq6|Eq. 6 एक सर्किट व्यवहार सूत्र नहीं है, बल्कि एक डिज़ाइन मान समीकरण है। एक बार आर₂ #Eq5|Eq का उपयोग करके किसी विशेष डिज़ाइन उद्देश्य के लिए चयन किया जाता है। 5, उसके बाद इसका मूल्य तय हो गया है। यदि सर्किट ऑपरेशन के कारण करंट, वोल्टेज या तापमान डिज़ाइन किए गए मानों से विचलित हो जाते हैं; फिर आर में परिवर्तन की भविष्यवाणी करने के लिए_O ऐसे विचलन के कारण, #Eq4|Eq. 4 का उपयोग किया जाना चाहिए, #Eq6|Eq का नहीं। 6.

यह भी देखें

• वर्तमान स्रोत
• वर्तमान दर्पण
• विल्सन वर्तमान स्रोत

अग्रिम पठन

• Linden T. Harrison (2005). Current Sources and Voltage References: A Design Reference for Electronics Engineers. Elsevier-Newnes. ISBN 0-7506-7752-X.
• Sundaram Natarajan (2005). Microelectronics: Analysis and Design. Tata McGraw-Hill. p. 319. ISBN 0-07-059096-6.
• Current mirrors and active loads: Mu-Huo Cheng